ДЖЕРЕЛА НАПРУГИ.

У джерелах напруги вихідна напруга С7 0 не залежить від величини навантаження або, що одне і те ж, від вихідного струму. Існує два основних способи реалізації джерела напруги, які можуть застосовуватися не тільки окремо, але і спільно. У першому випадку реалізуються властивості транзистора перетворювати імпеданс, що залежить від посилення транзистора по току. Інший спосіб грунтується на використанні властивостей підсилювача зі зворотним зв'язком.

Аналіз характеристик перетворення імпедансу розглянемо на прикладі схеми, зображеної на рис. 8.4, де база транзистора через резистор Я 0 підключена до джерела напруги (У вх . Якщо вихідний струм / 0 зростає на з1 / 0 , то базовий струм змінюється на величину з1 / 1} = <1 / е / (р + 1) = <1/ 0 / (Р +1) (див. гл. 4). Зміна падіння напруги на опорі # 0 дорівнюватиме & 1 в # про = СВД / ф + 1) падіння напруги між базою і емітером збільшиться відповідно С формулою ( Ш'е = (Сі / вз / сПЗ ^ / е,

Мал. 8.4

Мал. 8.5

де df / gg / d / g = г БЕ - динамічний опір переходу емітер - база транзистора. В активному режимі / е "/ до = = / 0 exp (U B е / (р т ) і, отже, d / 9 / dl / B 3 = (r ^) 1 ~ d / g / dC ^ = 5

2: 5 / Фг * Т * е * Г БЕ = Фт / ^ Е *

Використовуючи результати цього аналізу, отримаємо для повної зміни вихідної напруги вираз

звідки випливає формула для вихідного опору даної схеми:

З (8.5) випливає, що за рахунок посилення (коефіцієнт Р) значен ііе г вих зменшується в порівнянні з Д 0 пропорційно (Р + 1). Оскільки зазвичай Р ~ 100, то зміна імпедансу (в даному випадку г ВЬ1Х ) істотно. Проведений аналіз справедливий для малих змін вихідного струму. У загальному випадку повна зміна вихідної напруги, що викликається збільшенням вихідного струму від / 01 до / 02 , визначається формулою

де Д / 0 = 1 02 - / 01 .

Використання негативного зворотного зв'язку для зменшення вихідного імпедансу ілюструється рис. 8.5, де К - коефіцієнт посилення за відсутності зворотного зв'язку, Я 0 - вихідний внутрішній імпеданс підсилювача без зворотного зв'язку (для наочності зображено окремо від підсилювача). Вихідна напруга даної схеми визначається виразом

де = Я 0 / (1 + К) - вихідний опір даної схеми при наявності зворотного зв'язку.

Так як Яд "Я 0 /.ЙГ при К 1, то вихідний опір

при наявності зворотного зв'язку багато менше, ніж в її відсутність.

Отримані вище значення динамічного вихідного опору для джерела напруги справедливі при роботі на низьких частотах. На високих частотах відбувається зменшення коефіцієнта посилення (див. Гл. 4) і з'являється фазовий зсув між напругою і струмом, що призводить до зміни вихідного імпедансу, який стає комплексним, а на дуже високих частотах - чисто реактивним. Як показують розрахунки, для схеми зі зворотним зв'язком вихідний імпеданс на високих частотах записується в наступному вигляді [371:

де Ь 0 = Я 0 / (2т1 / ' гр ) - вихідна індуктивність схеми, f гр - гранична частота, при якій коефіцієнт підсилення по напрузі дорівнює одиниці = 1). Джерело напруги повинен мати дуже низький динамічний вихідний імпеданс, щоб вихідна напруга мало змінювалося при зміні вихідного струму. Необхідно також прагнути до того, щоб у джерел або стабілізаторів напруги вихідна напруга якомога менше залежало від напруги джерела живлення. Для реалізації останньої вимоги використовують схеми з застосуванням стабілізаторів.

ДЖЕРЕЛА ОПОРНОГО НАПРУГИ З ТЕРМОСТАБИЛИЗАЦИЕЙ.

Температурний коефіцієнт вихідної напруги (ТКН =

= Б (7 вих / с! 7 1 ) є в практичному відношенні найбільш важливою характеристикою джерела опорного напруги. Оскільки всі електронні компоненти ІС, які використовуються в схемах опорного напруги, мають різні ТКН, основні елементи ІС підбираються так, щоб мала місце їх взаємна компенсація, при якій результуючий ТКН прагне до нуля при заданій температурі. Схема на рис. 8.6, де транзистори УТ Р УТ 2 , УТ 3 знаходяться в діодному включенні, володіє взаємної компенсацією ТКН різних компонентів. Струм від джерела струму / 0 викликає зворотне зміщення транзистора УТ Р, який в цьому випадку працює як стабілізатор. Падіння напруги на УТ 1 дорівнює напрузі пробою переходу емітер - база. В результаті

Мал. 8.6

маємо рівність напруг £ / е = = і ЕБ проб "які зазвичай складають 6 ... 7 В (див. гл. 7 - діодні включення БТ ІС). При цьому вихідна напруга визначається наступним виразом

Напруги на емітер транзистора УТ 2 і на колекторі транзистора УТ 3 рівні відповідно ^ Е2 = і е - і БЕ4 - і ь Е2 і і кз = С / юз .

Токи, поточні через транзистори УТ 4 , УТ 3 і УТ 2 , практично однакові, оскільки ці транзистори є інтегральними і мають ідентичну конструкцію. Тому для цих трьох транзисторів падіння напруги і бз і відповідні ТКН сну БЕ / с1Т будуть майже однаковими. В результаті, якщо покласти і Бе = £ / ке , то вихідна напруга можна записати у вигляді

Якщо не враховувати температурну залежність резисторів, то, виходячи з виразу (8.10), підучити для вихідної напруги

З формули (8.11) випливає, що підбором відносини опорів Я х / Я 2 можна отримати нульовий ТКН (якщо чисельник дробу прирівняти нулю).

Для підвищення опорного напруги, а також для ізоляції джерела цієї напруги від навантаження у відповідній схемі використовують підсилювач зі зворотним зв'язком (рис. 8.7). У цій схе-

Мал. 8.7

ме частина вихідної напруги, отриманого діленням щодо Д 2 / (^ 1 + Я 2 ), подається назад на інвертується вхід посилить їв я. В підсилювачі це напруга порівнюється з опорною напругою, що подається на неінвертуючий вхід. Через наявність зворотного зв'язку підсилювач працює так, щоб С / вих задовольняло співвідношенню

Звідси випливає, що підбором відносини Я х / Я 2 можна збільшувати і вь1Х до потрібних значень, які відповідають умовам реалізації схеми, при цьому

При виведенні формули (8.13) можна було отримати, що ставлення опорів Я х / Я 2 не залежить ох температури.

Крім розглянутих схем термостабілізованого джерел опорного напруги, існує ряд схем, в яких визначальну роль відіграє температурна залежність ширини забороненої зони напівпровідника.

 
< Попер   ЗМІСТ   Наст >